光子学报  2018, Vol. 47 Issue (8): 0806003  DOI: 10.3788/gzxb20184708.0806003
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引用本文  

刘珉含, 王旭, 于淼, 付群健, 常天英, 张瑾, 崔洪亮. 相位敏感光时域反射系统的时钟同源I/Q解调方法[J]. 光子学报, 2018, 47(8): 0806003. DOI: 10.3788/gzxb20184708.0806003.
LIU Min-han, WANG Xu, YU Miao, FU Qun-jian, CHANG Tian-ying, ZHANG Jin, CUI Hong-liang. Clock Homologus I/Q Demodulation in Phase Sensitive Optical Time-Domain Reflection System[J]. Acta Photonica Sinica, 2018, 47(8): 0806003. DOI: 10.3788/gzxb20184708.0806003.

基金项目

海洋公益性行业科研专项(No.201405026-01)资助

第一作者

刘珉含(1991-), 女, 硕士研究生, 主要研究方向为光纤传感技术及其应用.Email:liuminhan123321@163.com

导师

崔洪亮(1956-), 男, 教授, 博士, 主要研究方向为光纤通信和传感、太赫兹科学与技术、纳米光学和纳米电子学等.Email:hcui@jlu.edu.cn

通讯作者

常天英(1981-), 女, 副教授, 博士, 主要研究方向为光纤传感技术及应用、太赫兹科学与技术等.Email:tchang@jlu.edu.cn

文章历史

收稿日期:2018-02-09
录用日期:2018-05-14
相位敏感光时域反射系统的时钟同源I/Q解调方法
刘珉含 , 王旭 , 于淼 , 付群健 , 常天英 , 张瑾 , 崔洪亮     
(吉林大学 仪器科学与电气工程学院, 长春 130012)
摘要:提出一种基于时钟同源I/Q解调的相位敏感光时域反射系统解调方法.分析了调制信号与混频信号非同源不一致对解调结果的影响,采用声光调制器调制信号、斩波信号与I/Q混频信号时钟同源的方法以消除残余频率的影响.实验采用双压电陶瓷作为扰动源,通过I/Q解调实时获得后向瑞利散射光幅值和相位,进而实现扰动的定位和还原.实验结果表明,该系统能有效地探测到5 km和9 km处的正弦扰动,定位信号信噪比分别达17.8 dB和16 dB,相位解调结果准确还原正弦扰动,与正弦曲线的拟合系数分别为0.994和0.991,均方根误差分别为0.116和0.141.实验进一步验证了该方法能够测得不同扰动幅度下的相位正弦变化曲线,并能准确得到不同扰动频率,且扰动位置处相位变化幅度与扰动强度具有良好的线性关系,线性拟合系数达0.992,均方根误差为0.499,均优于非同源解调结果.
关键词光纤传感    时钟同源    I/Q解调    相位敏感光时域反射系统    残余频率    
中图分类号:TP212      文献标识码:A      文章编号:1004-4213(2018)08-0806003-8
Clock Homologus I/Q Demodulation in Phase Sensitive Optical Time-Domain Reflection System
LIU Min-han , WANG Xu , YU Miao , FU Qun-jian , CHANG Tian-ying , ZHANG Jin , CUI Hong-liang     
(College of Instrumentation & Electrical Engineering, Jilin University, Changchun 130012, China)
Foundation item: State Administration of Oceanography of China (No.201405026-01)
Abstract: A phase sensitive optical time domain reflection system demodulation method based on clock homologous I/Q demodulation is proposed. The influence of the non-homologous disagreement between the modulation signal and the mixing signal on the demodulation results is analyzed. The method using clock homologous modulation signal of the acoustic optical modulator, the chopper signal and the I/Q mixing signal is adopted to eliminate the influence of the residual frequency. Double piezoelectric ceramic is used as the disturbance source, and the amplitude and phase of the backward Rayleigh scattering light can be obtained in real time by I/Q demodulation, so as to achieve the location and reduction of the disturbance. The experimental results show that the system can detect the sinusoidal disturbances at 5 km and 9 km effectively, and the signal to noise ratio of the positioning signal is up to 17.8 dB and 16 dB, respectively. The phase demodulation results accurately restore the sinusoidal disturbance, and the fitting coefficients of the sinusoidal curves are 0.994 and 0.991 respectively, and the root mean square error is 0.116 and 0.141, respectively. Furthermore, the experiment verifies that the method can measure the phase sine curve under different disturbance amplitudes. The different disturbance frequencies can be obtained accurately, and the phase change amplitude at disturbance location has a good linear relationship with the disturbance intensity. The linear fitting coefficient is 0.992, and the root mean square error is 0.499, both are better than the non-homologous demodulation result.
Key words: Fiber sensor    Clock homology    I/Q demodulation    Phase-sensitive optical time-domain system    Residual frequency    
OCIS Codes: 060.2370;120.4825;290.5870
0 引言

分布式光纤传感技术可实现整条传感光纤上物理量的连续测量[1-4], 而相位敏感光时域反射系统(Phase-sensitive Optical Time-Domain System, φ-OTDR)作为一种全分布式光纤传感技术, 具有灵敏度高、耐腐蚀、动态范围广、结构简单等优点, 在大范围周界安防、石油和天然气管道安全监测、大型结构健康监测等领域有广阔的应用前景[5-8].φ-OTDR系统通过解调后向瑞利散射光的相位和强度信息, 可实现传感光纤沿线的振动、应变等物理量的分布式测量.

φ-OTDR主要分为直接探测和相干探测两种结构, 直接探测结构最早由TAYLOR H F等[9]于1993年提出, 其结构和解调方法简单, 但信噪比较低, 不适合长距离探测, 且只能检测信号的强度变化, 无法满足振动事件识别的需要, 而同时具有强度、相位检测能力, 灵敏度更高的相干探测结构逐渐成为研究热点.2010年LU Yue-lan等[10]采用相干探测结构, 将拍频信号与同频率的本地电信号进行混频滤波实现解调, 但调制器的频率漂移和本地电信号的不稳定将产生残余频率, 造成解调准确性和信噪比的下降.2012年梁可桢、潘政清等[11-12]提出数字相干解调方法, 该技术把分布式多点振动检测的优势和相干检测在相位解调中的优势相结合, 实现了在长距离范围内对扰动信号的位置、频率、强度的同时测量, 系统结构简单、硬件要求低, 但需要采用高速数据采集卡(Data Acquisition Card, DAQ), 且数据量巨大, 影响系统的实时性.HE Hai-jun等[13]于2016年采用自混频方法实现了φ-OTDR相干探测结构的解调, 通过拍频信号的自混频消除了残余频率的影响, 解调精度和信噪比得到提高, 但缺少相位信息的提取, 无法准确还原外界扰动的变化.2017年沈隆翔等[14]运用下变频和数字正交解调方法实现了幅度解调, 并通过模式识别方法对外界扰动事件进行分类识别, 解调结构中采用直接数字频率合成器(Direct Digital Synthesizer, DDS)作为本地信号源, 同样没能避免混频过程中产生残余频率, 影响解调和模式识别的准确性.

本文提出了一种用于φ-OTDR的时钟同源I/Q解调方法, 该方法在系统中提供时钟同源的调制信号、斩波信号和混频信号, 避免了解调过程中残余频率的影响.

1 系统结构与原理分析 1.1 基本原理

基于数字相干检测的φ-OTDR系统结构如图 1所示, 窄线宽激光器(Laser)发出的准单频激光, 经耦合器1(Coupler1)分为探测光和本地光两路, 探测光经调制器(Modulator)调制为脉冲光, 并经掺铒光纤放大器(Erbium Doped Fiber Amplifier, EDFA)进行放大后注入传感光纤.t时刻返回的后向瑞利散射光可表示为[15]

$ {E_{\rm{R}}}\left( t \right) = \hat r\left( t \right){E_{\rm{s}}}{{\rm{e}}^{{\rm{j}}\left[{2{\rm{ \mathsf{ π} }}(f + {f_\rm{m}})t + {\theta _0}(t)} \right]}} $ (1)
图 1 数字相干φ-OTDR系统结构 Fig.1 Structure diagram of digital coherent φ-OTDR

式中

$ \hat r\left( t \right) = \sum\limits_{i = 1}^N {{r_i}} {{\rm{e}}^{{\rm{j}}{\theta _i}\left( t \right)}} = r{{\rm{e}}^{{\rm{j}}{\theta _{\rm{R}}}\left( t \right)}} $ (2)

式中, Es为探测光振幅, ffm分别表示激光中心频率和调制器引入的调制频率, $\hat r\left( t \right)$为后向瑞利散射光综合散射率, 其幅值与相位分别为rθR(t), N为探测脉冲内散射中心个数, riθi为第i个散射中心的散射率和相位, θ0(t)表示探测光脉冲初相.本地光可表示为

$ {E_0}\left( t \right) = {E_0}{{\rm{e}}^{{\rm{j}}\left[{2{\rm{ \mathsf{ π} }}ft + {\theta ^\prime }_0(t)} \right]}} $ (3)

式中, E0θ′0(t)分别为本地光振幅和初相, 后向瑞利散射光与本地光在耦合器2(Coupler2)中产生拍频信号, 由平衡探测器(Balance Photo Detector, BPD)接收的拍频信号可表示为

$ S\left( t \right) \propto \hat r{E_{\rm{s}}}{E_0}{\rm{cos }}\left[{2{\rm{ \mathsf{ π} }}{f_{\rm{m}}}t + {\theta _{\rm{R}}}\left( t \right) + {\theta _0}\left( t \right)-{\theta ^\prime }_0(t)} \right] $ (4)

通过对式(4)所示的拍频信号进行解调, 可得出后向瑞利散射光的幅值和相位变化, 进而得到传感光纤外界扰动变化.为实现相位提取, 需将调制器引入的调制频率fm消除, 同时避免产生残余频率, 保证相位解调的准确.

1.2 时钟同源I/Q解调

时钟同源I/Q解调结构如图 2所示, 系统采用外腔光纤激光器(External Cavity Laser, ECL)作为光源, 其具有超窄线宽(小于2 kHz), 经90/10耦合器分为两部分, 90%的部分进入声光调制器(Acousto-optic Modulator, AOM)进行脉冲调制并引入80 MHz的移频, 产生探测光脉冲由EDFA放大后经环形器进入传感光纤; 10%的部分经扰偏器作为本地光与环形器(Circulator)返回的后向瑞利散射光在3 dB耦合器中产生拍频信号, 并由BPD转换成电信号后分为两路, 分别与由任意波形发生器(Arbitrary Waveform Generator, AWG)发出的正余弦信号混频(AWG为Tektronix公司的AFG3251C型号, 相位分辨率为0.01°, 相位噪声典型值为 < -110 dBc/Hz@20 MHz, 内部频率基准稳定性为±1 ppm), 再经2个截止频率为10 MHz的低通滤波器(Low Pass Filter, LPF1和LPF2)进行低通滤波, 再经数据采集卡进行采集, 最终送到计算机PC进行幅值和相位的解调.

图 2 时钟同源I/Q解调结构框图 Fig.2 Block diagram of clock homologous I/Q demodulation

图 2中AWG提供80 MHz正弦混频信号②和80 MHz余弦混频信号③的同时, 为AOM驱动(Driver)提供了脉冲斩波信号①和80 MHz的调制信号③, 同源的混频信号和调制信号可以有效避免在解调过程中出现残余频率, 从而提高解调结果的准确度.式(4)所示的BPD信号改写为

$ S\left( t \right) \propto {A_{\rm{s}}}(t){\rm{cos }}\left[{2{\rm{ \mathsf{ π} }}{f_{\rm{m}}}t + {\theta _{\rm{s}}}(t)} \right] $ (5)

式中, θs(t)=θR(t)+θ0(t)+θ′0(t), ${A_{\rm{s}}}(t) = \hat r{E_0}{E_{\rm{s}}} $.由AWG提供的正余弦信号可表示为

$ {T_1} = {A_{\rm{T}}}{\rm{sin }}\left[{2{\rm{ \mathsf{ π} }}{f_{\rm{T}}}t + {\theta _{\rm{T}}}(t)} \right] $ (6)
$ {T_2} = {A_{\rm{T}}}{\rm{cos }}\left[{2{\rm{ \mathsf{ π} }}{f_{\rm{T}}}t + {\theta _{\rm{T}}}(t)} \right] $ (7)

式(6)、(7)中, ATθT(t)和fT分别表示信号的幅值、初相和频率, S(t)分为相同功率的两路, 然后分别与T1T2进行混频得到

$ \begin{array}{l} {H_1} = \frac{1}{2}S\left( t \right)\cdot{T_1} = \frac{1}{4}{A_{\rm{s}}}\left( t \right){A_{\rm{T}}}\left\{ {{\rm{sin }}[2{\rm{ \mathsf{ π} }}({f_{\rm{m}}} + {f_{\rm{T}}})t + {\theta _{\rm{s}}}\left( t \right) + {\theta _{\rm{T}}}\left( t \right)]} \right. - \\ \left. {{\rm{sin }}[2{\rm{ \mathsf{ π} }}({f_{\rm{m}}}-{f_{\rm{T}}})t + {\theta _{\rm{s}}}\left( t \right)-{\theta _{\rm{T}}}\left( t \right)]} \right\} \end{array} $ (8)
$ \begin{array}{l} {H_2} = \frac{1}{2}S\left( t \right)\cdot{T_2} = \frac{1}{4}{A_{\rm{s}}}\left( t \right){A_{\rm{T}}}\left\{ {{\rm{cos }}[2{\rm{ \mathsf{ π} }}({f_{\rm{m}}} + {f_{\rm{T}}})t + {\theta _{\rm{s}}}\left( t \right) + {\theta _{\rm{T}}}\left( t \right)] + } \right.\\ \left. {{\rm{cos }}[2{\rm{ \mathsf{ π} }}({f_{\rm{m}}}-{f_{\rm{T}}})t + {\theta _{\rm{s}}}\left( t \right)-{\theta _{\rm{T}}}\left( t \right)]} \right\} \end{array} $ (9)

从式(8), (9)可知, 混频后的信号由和频信号与差频信号组成, 为滤除H1H2中的和频信号, 采用两个截止频率为10 MHz的低通滤波器LPF1和LPF2进行滤波, 从而得到H1H2中的差频信号, 由于fm=fT=80 MHz, 差频信号中只剩下相位项, 结果可表示为

$ I =- \frac{1}{4}{A_{\rm{s}}}\left( t \right){A_{\rm{T}}}{\rm{sin}}\left[{{\theta _{\rm{s}}}\left( t \right)-{\theta _{\rm{T}}}(t)} \right] $ (10)
$ Q = \frac{1}{4}{A_{\rm{s}}}\left( t \right){A_{\rm{T}}}{\rm{cos}}\;\left[{{\theta _{\rm{s}}}\left( t \right)-{\theta _{\rm{T}}}(t)} \right] $ (11)

I, Q两信号为同幅度正交信号, 随后由DAQ转换成两路数字信号传输到PC上, 最后通过式(12)、(13)可得到幅值和相位信息为

$ A\left( t \right) = \sqrt {{I^2} + {Q^2}} $ (12)
$ \theta \left( t \right) = {\rm{arctan}}\left( {\frac{I}{Q}} \right) + 2k\pi $ (13)

式中, $A\left( t \right) = \frac{1}{4}{A_{\rm{s}}}\left( t \right){A_{\rm{T}}}, \;\theta \left( t \right) = {\theta _{\rm{s}}}\left( t \right)-{\theta _{\rm{T}}}\left( t \right)$, 由于相位解调结果存在相位缠绕, 要经过相位解缠绕后才能得到实际的相位结果.因为AOM驱动所用调制信号与T1T2同源, 保证了fmfT的一致, 如采用Driver中自带80 MHz的正弦调制信号, 由于驱动器温度变化或外界环境影响, 极易导致fmfT出现残余频率fN, 此时IQ信号应表示为

$ I = {A_{\rm{s}}}\left( t \right){A_{\rm{T}}}{\rm{sin}}\;\left[{2{\rm{ \mathsf{ π} }}{f_{\rm{N}}}t + \theta (t)} \right] $ (14)
$ Q = {A_{\rm{s}}}\left( t \right){A_{\rm{T}}}{\rm{cos}}\;\left[{2{\rm{ \mathsf{ π} }}{f_{\rm{N}}}t + \theta (t)} \right] $ (15)

这将导致最终的相位解调结果出现误差, 存在误差的相位解调结果表示为

$ {\theta _{\rm{r}}}\left( t \right) = \theta \left( t \right) + 2{\rm{ \mathsf{ π} }}{f_{\rm{N}}}t $ (16)

由式(16)可知, 由于fN的影响, 实际得到的相位将不能正确表征外界扰动造成的后向瑞利散射光相位变化, 造成扰动探测失效.时钟同源I/Q解调结构中采用同源的调制信号、T1T2, 可有效地避免fN的产生, 保证了相位解调的精度与稳定性.

图 2所示的结构中采用AWG提供的调制频率、混频信号与脉冲斩波信号来实现时钟同源I/Q解调, 由于AWG所产生的信号比较稳定, 主要避免了使用AOM驱动内部调制信号不稳定而引起的残余频率对解调结果的影响.而在实际工程应用中, AWG由于成本较高, 应以成本低且体积小的信号发生模块来代替, 由于模块稳定性不如信号发生器, 且更易受外界环境影响从而产生信号不稳定的现象, 所以时钟同源在实际工程应用中尤为重要.在实际应用中, 要通过采用同一信号发生模块提供两路正交的混频信号与一路AOM驱动信号实现时钟同源, 如采用ADI公司型号为AD 9959作为信号发生模块, 其包含4个时钟同源的DDS, 采样率达500 M/s, 频率可调分辨率为0.12 Hz, 可满足三路时钟同源信号的需求.由于数字相干I/Q解调方法直接对BPD输出的拍频信号进行采集, 需采用高速数据采集卡, 当传感光纤距离较长时, 采集的数据量巨大, 且在电脑要对大量数据完成混频和滤波等信号处理过程, 易造成数据处理不及时, 产生数据冗余, 影响解调实时性.而时钟同源I/Q解调过程中混频和滤波都是以模拟信号完成的, DAQ采集的信号为滤波后的低频信号, 相较于数字相干I/Q解调其数据量小, 处理过程简单, 避免了数据冗余, 提高解调实时性.

2 实验结果与分析 2.1 扰动定位

采用如图 2所示的时钟同源I/Q解调结构作为实验装置, AWG产生的斩波脉冲重复频率为10 kHz, 脉冲宽度为100 ns, 传感光纤长度约为10 km.采用2个压电陶瓷(Piezoelectric Ceramics, PZT)作为扰动源, 分别加载在光纤5 km处和9 km处, PZT的驱动分别为频率100 Hz和200 Hz的正弦信号.采用400 MHz采样率的DAQ采集得到200组探测脉冲对应的信号进行解调, 后向瑞利散射光的幅值解调结果如图 3(a)所示.从图中可看出, 在两处PZT扰动所在位置的幅值发生了明显的变化, 而没有扰动的位置幅值基本保持不变, 因此通过200条幅值曲线移动差分累加结果便可得到扰动位置, 实现扰动的定位.如图 3(b), 位于5 km处和9 km处的PZT扰动被准确定位, 且定位信号信噪比分别为17.8 dB和16 dB.图 3(c)3(d)分别为两扰动位置处幅值解调结果随时间变化的曲线, 两曲线变化与PZT引入的100 Hz和200 Hz正弦扰动相吻合, 但由于后向瑞利散射光幅值变化与扰动变化的非线性和幅值易受外界噪声干扰, 图中的扰动变化曲线具有明显抖动, 噪声较大, 而后向瑞利散射光的相位变化与扰动具有线性关系, 所以采用后向瑞利散射光的相位变化来还原扰动将更加准确, 实现扰动定位后, 对扰动位置附近的相位进行分析.

图 3 扰动定位和幅值解调结果 Fig.3 Disturbance location and amplitude demodulation results
2.2 相位提取

由式(13)可得到后向瑞利散射光相位, 由于式中反正切函数的值域为(-π/2, π/2), 要根据IQ所在象限将式(13)结果转化到(-π, π)范围内, 再经过相位解卷绕才能得到最终的相位结果.图 4(a)(b)为两处扰动附近的200条相位差曲线, 从图中可看出相位在扰动位置5 km和9 km处200条相位差曲线间存在剧烈变化, 而无扰动位置的200条相位差曲线基本保持一致.图 4(c)所示为两扰动位置相位随时间变化的曲线, 两曲线与相应正弦拟合曲线的拟合系数分别为0.994和0.991, 均方根误差分别为0.116和0.141, 较准确地还原PZT所加载的100 Hz以及200 Hz的正弦扰动.当不采用时钟同源I/Q解调结构, 将Driver中自带的正弦调制信号对AOM进行调制, 混频信号不再与调制信号同源时, 进行解调得到的扰动位置处相位解调结果如图 4(d)所示, 相位变化曲线与相应正弦拟合曲线的拟合系数分别为0.955和0.906, 均方根误差为0.276和0.457, 两处扰动的误差均高于时钟同源I/Q结构的相位解调结果, 并可明显看到信号质量较图 4(c)相差很大, 失真较严重.其中200 Hz的相位曲线要比100 Hz的误差更大, 从式(16)可知由残余频率产生的相位解调误差将随时间t的增加而变大, 由于传感光纤上越靠后的位置对应的t越大, 即相位解调误差将更大, 所以位于9 km处的PZT扰动相位解调结果较5 km处的相位解调结果要差.而采用时钟同源I/Q解调结构时避免了残余频率fN的出现, 在长距离的探测中仍能保持相位解调结果的准确性, 保证了扰动的准确还原.为进一步验证同源I/Q解调结构的效果, 改变9 km处扰动的频率, 采用PZT分别引入500 Hz、1 kH、2 kHz扰动, 解调结果如图 5(a)~(c)所示, 可看到扰动位置相位随时间呈正弦变化, 与正弦扰动相符, 且在图 5(d)频谱所示的相位变化频率分别为500 Hz、1 kHz, 2 kHz, 实现了扰动频率的还原.

图 4 相位解调结果 Fig.4 Phase demodulation results
图 5 500 Hz、1 kHz、2 kHz扰动相位解调结果及频谱 Fig.5 500 Hz, 1 kHz, 2 kHz disturbance phase demodulation results and spectrum

为研究相位变化幅值与扰动幅度的关系, 改变9 km处PZT的驱动电压, 以步进值0.5 V从0.5 V递增到5 V, 使扰动强度相应地线性增加, 采用上述方法得到不同扰动幅度下的相位正弦变化曲线, 其幅值及线性拟合曲线如图 6(a)所示.从图中看出幅值随PZT驱动电压基本呈线性变化, 线性拟合曲线的拟合系数为0.992, 均方根误差为0.499.而采用非同源I/Q解调结构进行实验所得结果如图 6(b)所示, 其线性拟合曲线的拟合系数为0.946, 低于图 6(a)曲线的拟合系数, 而均方根误差为1.24, 误差明显高于图 6(a)所示结果的误差.由于同源I/Q结构消除了残余频率, 相位解调误差降低, 所以相位解调结果变化的幅值结果也更加准确, 其波动相对于存在残余频率的非同源结构要小, 因此同源I/Q结构相位解调结果变化幅度较非同源结构具有更好的线性度.

图 6 相位变化幅值随PZT驱动电压变化曲线 Fig.6 Variation curve of phase change amplitude with PZT drive voltage
3 结论

本文提出一种φ-OTDR的时钟同源I/Q解调方法, 推导了φ-OTDR的幅值和相位解调的过程, 并说明AOM调制信号与混频信号间存在的残余频率将造成相位解调误差.实验中采用时钟同源I/Q解调结构成功对传感光纤5 km和9 km位置的正弦扰动实现了定位, 与非同源结构相比, 时钟同源I/Q结构的相位解调结果与正弦扰动波形拟合度更高、均方根误差更小, 说明时钟同源相位解调结果较非同源相位解调更加准确.对500 Hz、1 kHz和2 kHz正弦扰动进行相位解调实验, 准确得到各信号的频率, 且通过改变正弦扰动幅度说明了相位解调结果与扰动强度的线性关系.

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